v8彩票【很完整】牛人教你开关电源各功能部分原

2020-06-18 09:52字体:
  

  此文档是行为张占松高级开闭电源计划之后的加强培训,基于安顿安放,由申工解说了变压器计划之后,正在此作品中方便带过变压器计划道理,要点解说电道职业道理和计划经过中要害器件盘算与选型。

  开闭电源依据拓扑分良众类型:buck boost 正激 反激 半桥 全桥 LLC 等等,可是从实质上分辨,开闭电源只要两种职业形式:正激:是开闭管开通时传输能量,反激:开闭管闭断时传输能量。

  反激又被称为间隔buck-boost 电道。根基职业道理:开闭管翻开时变压器存储能量,开闭管闭断时开释存储的能量

  此类反激电源舛错:功率较小,寻常正在150w 以下,纹波较大,电压负载调解率低,寻常大于5%。

  此类反激电源计划难点闭键是变压器的计划,十分是宽输入电压,众道输出的变压器。

  为了更知道会意计划中周密盘算经过,咱们将以220VAC-380VAC 输入,+5V±3%(5A),±15±5%(0.5A)三道共地输出反激电源为例解说计划经过。

  电源总输出功率P=5*5W+15*0.5*2=40W 功率较小,可能选拔反激开闭电源。

  反激电源功率只要40W 又属于众道输出,+5V±3%,纹波±150mV,±15±5%。5V 央求精度高,以是5v 行为电源主反应。研商到5V 对±15V 的交叉职掌才力,开闭电源选用断续形式(DCM)。

  输入电道搜罗防雷单位,EMI 电道和整流滤波电道。下图为常睹开闭电源输入回道:

  ●MOV1,MOV2 ,MOV3 为压敏电阻,用来罗致雷击的浪涌电压,维持后面的电道,是防雷单位的闭键元件。

  ●参与保障丝F2,F3,以及气体放电管FDG 的其闭键是安闲央求,由于压敏电阻的失效形式特性,正在蒙受雷击或长光阴老化后,压敏电阻电压品级会低落,有恐怕低于电网电压,导致其功耗变大乃至短道,参与保障以及气体放电管,保障压敏显现窒碍不会变成短道。

  ●保障丝F1 一方面是维持后面电道显现窒碍时断开,另一方面,它也有防雷成就,正在蒙受雷击时,会有浪涌电流涌入MOV3,有恐怕导致保障F1 断开,可是假使思要有抗雷击成就,需求运用急速保障。

  因为开闭电源职业正在高频状况及其高di/dt 和高dv/dt,使开闭电源存正在特殊非常的舛错——容易爆发较量强的电磁扰乱(EMI)信号。其EMI 信号不单具有很宽的频率限度,还具有必然的幅度,经传导和辐射会污染电磁境遇,对通讯修造和电子产物变成扰乱。计划EMI 电道是为了按捺开闭电源职业爆发的辐射及传导扰乱对电网的影响。

  ●EMI 电道中:C1、L1、C2、C3,C4 构成的双π型滤波收集,C1,C4 为X 电容,滤除差模扰乱,C2,C3 为Y2 电容,滤除共模扰乱。个中L1 为共模电感,也许按捺共模信号。L1 的漏感为差模电感,按捺高频差模信号。C7 为Y2 电容,其正在整流桥电流换向时,整流桥断开,输入与滤波电容全体隔离,滤波电容此后处于悬浮状况,以是参与电容C7,正在整流桥换向经过中按捺EMI。

  ●EMI 电道对电源的电磁噪声及杂波信号实行按捺,防范对电源扰乱,同时也防范电源自身爆发的高频杂波对电网扰乱。

  ●R1,R2 是安规央求,其闭键感化是为了给X 电容放电。需求正在较短的光阴内将X 电容的电压低落到安闲电压一下。

  ●当电源开启倏得,要对 C5 充电,因为倏得电流大,加RT1(热敏电阻)就能有用的防范浪涌电流。因瞬时能量全花消正在RT1 电阻上,必然光阴后温度升高后RT1 阻值减小(RT1 是负温系数元件),这时它花消的能量特殊小,后级电道可寻常职业。

  ●互换电压经BRG1 整流后,经C5 滤波后取得较为纯净的直流电压。若C5 容量变小,输出的互换纹波将增大,以是选着合意的C5 对付编制褂讪特殊紧张。

  ●体味选用:寻常没有PFC 的380VAC 开闭电源C5 依据1.5-2.5uF/w 来选。依据这个准则可能满意绝大个人电源滤波央求。整个差别要依照境遇温度,温度高电容要取大少许。

  ●电容C6 为一高频薄膜电容,它正在整流桥换向时供给能量和回道,对电源传导扰乱有显明按捺感化。

  以上元器件参数不是盘算取得的,而是实行了EMI 整改和雷击尝试的时刻确定最终参数。对付电容C5 可能选拔100uf/350V 电解电容串联。对付上一个人计划,咱们公司寻常都是直流母线 选用可能小少许。

  功率变换是计划的要害个人,其计划经过闭键搜罗功率元件选拔和开闭变压器计划,个中开闭变压器计划是开闭电源计划职业中最紧张的个人,其计划的结果直接决断了开闭电源的机能,本文闭键解说电道道理。

  ●该电源5V 输出为5A ,为了普及5V 职掌力,运用铜箔,填补耦合系数。

  ●因为该电源计划为众道共地输出,+15V 与-15V 双线并绕,普及交叉安排才力。

  ●铁芯 :有很众厂家的铁芯可被用作反激变压器。下面的质料适合运用: PC40 或PC44 3C85、3C90 或 3F3 。反激变压器寻常用 E 形磁芯,因由是它本钱低、易运用。其它类型磁芯如 EF、EFD、ETD、EER 和 EI 行使正在有高度平分外央求的场地。RM、.toroid 和罐形磁芯因为安闲绝缘央求的因由不适合运用。低外形计划时EFD 较好,大功率计划时 ETD 较好,众道输出计划时 EER 较好。

  ●骨架 :对骨架的闭键央求是确保满意安闲爬电隔断,初、次级穿过磁芯的引脚隔断,央求以及初、次级绕组面积隔断的央求。骨架要用能继承焊接温度的质料修制。

  ●绝缘胶带 :聚酯和聚酯薄膜是用作绝缘胶带最常用的方式,它能定做成所需的根基绝缘宽度或初、次级全绝缘宽度。边沿胶带平日较厚少数几层就能到达央求,它平日是聚酯胶带。

  个中Vout 为主反应,由于主反应电压是褂讪的,是真正职掌变压器的信号推得:

  因为5V 输出电流为5A,以是5V 整流二极管运用大电流肖特基,压降近似取0.8V

  设+5V 输出电流的过流点为 120%;+5v 整流二极管的正向压降为0.8V 和±15v 整流二极管的正向压降 1.0V.

  老的材料上先容的铁氧体参数仍旧不确凿了,现正在铁氧体饱和可能做到3500GS 以上,个人铁氧体材质可能做到4700GS,所以变压器磁芯选拔可能通过.

  UC3844 是一种高机能单端输出式电流职掌型脉宽调制器芯片,由该集成电道组成的开闭稳压电源与寻常的电压职掌型脉宽调制开闭稳压电源比拟具有外围电道方便、电压调解率好、频响特征好、褂讪幅度大、具有过流限定、过压维持和欠压锁定等便宜。该芯片的闭键功效有:内

  部采用精度为±2.0%的基准电压为5.00V,具有很高的温度褂讪性和较低的噪声品级;振荡器的最高振荡频率可达500kHz。内部振荡器的频率同脚8 与脚4 间电阻Rt、脚4 的接地电容Ct 决断。其内部带锁定的PWM(Pulse Width Modulation),可能竣工逐一脉冲的电流限定;具有图腾柱输出,能供给达1A 的电流直接驱动MOSFET 功率管。

  UC3844 的脚8 与脚4 间电阻R6 及脚4 的接地电容C42 决断了芯片内部的振荡频率,大大批电源计划职员以为芯片振荡只消频率对了就可能,本来否则。计划芯片振荡RC 的值还跟最大占空比相闭。此电源选用100K 为开闭频率,对应100K 有良众种R 和C 可能满意央求,可是差别RC 对应的最大占空比差别。归纳研商选用R=15K、C=500pF,保障了频率是100K 同时最大占空比计划正在45%以上。

  个中R5、R8 选拔对付启动过冲,最大输出功率(最大占空比),以及过功率维持有紧张影响。判辨框图可知,VFB 引脚接地,则COMP 引脚会输出1mA 电流(有的公司芯片会正在2-3mA)。TL431 最小职业电流1mA,则流过光耦的最小电流由R8 决断。也便是说光耦最小电流可能从0-1mA 变动,依据光耦传输比300%盘算,则光耦输出端可能吸纳3mA 电流,即流过R5 的电流可能计划为最小2mA,如此就限定了COMP 电压最高值,也就限定了电流采样电阻最大电流。计划时需求跟采样电阻配合计划。咱们公司有少许准则参数可能满意反激电源央求;R8=2K, R5=1K。

  当输出电压升高时,经两电阻R12、R10 分压后接到TL431 的参考输入端(差错放大器的反向输入端)的电压升高,与TL431 内部的基准参考电压2.5 V 作较量,使得TL431 阴阳极间电压Vka 低落,进而光耦二极管的电流If 变大,于是光耦集射极动态电阻变小,集射极间电压变低,也即UC3844 的脚1 的电平变低,源委内部电流检测较量器与电流采样电压实行较量后输出变高,PWM 锁存器复位,或非门输出变低,于是闭断开闭管,使得脉冲变窄,缩短MOSFET 功率管的导通光阴,于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小,使输出电压Vo 低落。反之亦然,总的成就是令输出电压连结恒定,不受电网电压或负载变动的影响,到达了竣工输出闭环职掌的宗旨。

  图3 为启动及辅助供电电道,其功效是竣工电源芯片自启动供电和寻常职业供电。为了安闲我此电源带有短道维持电道(Q15,C101,R71,R7,R73),延伸短道时打嗝维持光阴,普及短道维持成就。

  此开闭电源选用UC38C44,启动供电由R3、R1、R2、R4 四个启动电阻和C2,C3 构成,正在电源杀青启动前由启动电阻和电容给电源职掌芯片UC3844 供电。

  当电源启动此后,职掌芯片UC3844 供电改由辅助供电电道供给。该电道正在变压器辅助绕组取电,源委D1 整流和由R7、C2、C3 构成的RC 滤波器滤波后供芯片运用。个中R7 取值对付电道调试很要害,会影响电源启动和芯片职业电压,R7、C2 选用准绳:RC 滤波器光阴常数大于开闭周期10 倍,小于C2 保持光阴的一半。其余C2 选用寻常还要满意最低母线电压启动时充电光阴小于3S。

  职业道理:芯片寻常职业时,5VREF 节点电压为5V,则Q15 栅源电压Vgs=4.3V。此时Q15导通,则D33 阳极被拉低亲密0V,此时D33 反偏,没有电流流过D33。当显现短道时,辅助供电电道电压低落,无法给芯片UC3844 供电。此时芯片UC3844 花消电容C2 存储的能量,当C2 电压低于芯片UC3844 的下限电压Uoff 后,芯片停留职业,电源被维持。UC3844 停留职业后,5VREF 点电压为0V,电容C101 源委R73 放电。当C101 电压低于Q15 开启电压Vth 后Q15 合上,然后D33 转向正指引通,通过启动电阻对电容C101 充电,当充电电压到达UC3844 的Vth 电压后,电源再次启动。

  图4 中,R85 R16 决断了开闭管的开闭速率,而开闭管的开闭速率会影响开闭损耗和传导辐射。整个用众大驱动电阻可能通过测开闭管波形来选拔。反激电源驱动电阻选拔需求同时满意开闭损耗和电压尖峰央求,对付咱们公司还击电源寻常职业正在DCM 形式,闭断损耗弘大于开通损耗,以是寻常开通电阻R85 比闭断电阻R16 大。正在保障没有显明闭断过冲的环境下,闭

  对付40W 100K 的反激开闭电源,其央求开闭速率较疾,寻常将R85 R16 选拔正在10Ω把握,整个的数值可能通过尝试来满意,正在mos 发烧量容许的环境下,可能将电阻加大,减小开闭速率,以取得较好的EMI。

  图4 中R20、R21 为电流采样电阻,其阻值需求满意低压满载电流峰值时电阻上最大电压正在0.5v-0.8v 之间。这个电压太低影响限功率维持成就,电压太高会影响电源动态。采样电流滤波电道有R121C8 构成,其RC 光阴常数要小于开闭周期的1/40,v8彩票依照开闭尖峰环境,寻常光阴常数取200ns-500ns(大于芯片内部前沿消隐电道延时)可能满意大部隔离闭电源央求。采样电阻最好运用贴片或无感电阻,小功率也可能运用金属膜电阻。

  图4 中 Z1 起到过压维持感化,当输出电压变高时,辅助供电绕组电压也升高,导致电容C2电压升高,当电压跨越18V 时稳压二极管Z1 导通,输出功率起先受限,当电压跨越19V 时芯片3 脚电压跨越1V,芯片输出PWM 停留,输出电压被限定。

  图4 中Q2 为电源开闭MOS 管,Mos 管行为开闭其需求满意耐压和温升两个题目,开端选型是依照体味MOS 管耐压值可能取1.5*Uinmax,小功率电源开闭MOS 电流可能取到2*Ipp。(Ipk 为低级电流峰值)。咱们公司变压器寻常职业正在DCM 下,变压器低级电流盘算可能依据伏伏秒积求Ipk=Uinmin*Tonmax/Lm,Uinmin 为输入最小母线电压,Tonmax 为MOS 最大开通光阴,Lm 为低级电感量,开闭MOS 电压应力有三个人构成:电源输入电压,反射电压,电压尖峰。反射电压:Vrd=(Vo+Vf)*Np/Ns,个中Vo 为主反应输出电压,Vf 为主反应二极管导通压降,Np 为变压器低级匝数,Ns 为主反应绕组匝数。尖峰电压取决与驱动电阻,职业电压,和输出功率以及RCD 罗致回道,以是减小mos 管电压应力的手法是加大RCD 罗致,加大驱动电阻,可是而之变动城市影响成果,调试时需求折被选择。

  本开闭电源计划中,RCD 罗致回道由R161、R14、C7、D5、D6 构成。(详睹图7)因为低级要害器件的的几个寄生参数(一次级间漏感、MOS 的输出电容、二次侧二极管的结电容等),当MOS 闭断时,低级电流中耦合的个人搬动到次级输出,可是漏感中的电流没有道途可回流,以是漏感能量会正在MOS 管D 极酿成高压击穿MOS 。

  RCD 罗致回道感化便是给变压器低级漏感一条道途回流,并罗致漏感的电流。RCD 罗致中,R 是依照变压器漏感Lr 储能来计划的,变压器漏感越大;R 需求花消的能量(E

  =Ipk2*Lr/2)越众;R的值就越低。线%,估算出变压器漏磁储能功率;再算出变压器反激电压,就可能用欧姆定律求出阻值了。C 的选拔较量宽范,只消RC 积大于10-20 倍周期就可能了,寻常RC 积不跨越1mS。以是;不会断电后放不完电。这个值的选拔只可忖度,寻常来讲 50 瓦三道输出100K 反激变压器漏感务必职掌正在2%以内,不然漏感损耗太大,计划或做工分歧理,需求从头选拔更大磁芯以减小漏感。

  反激电源输出滤波由二极管和滤波电容以及假负载构成,电道如图8 所示。高电压大电流输出整流二极管需求参与RC 罗致二极管电压尖峰(图中R36 C43)。并接正在二极管两头的阻容串联元件正在二极管开通或闭断经过中,电压产生突变时,通过电阻对电容的充电将显明减 缓电压变动率整流二极管参与RC 滤波此后,电压尖峰低落了,振铃惊动也按捺住了.选拔合意的RC 对电源牢靠性及EMI/EMC 很紧张。

  C 上的电压正在低级MOS 开通后到稳态时的电压为Vo+Ui/N,由于咱们计划的RC 的光阴参数远小于开闭周期,可能以为正在一个罗致周期内,RC 充放电能到稳态,以是每个开闭周期,其罗致损耗的能量为:次级漏感尖峰能量+RC 稳态充放电能量,近似为RC 充放电能量=C*(Vo+Ui/N)^2。可是C 取值也是无法正确盘算的,依照体味值,寻常R36 为2w 阻值正在100Ω以内金属膜电阻。C43 寻常为高压瓷片电容,选用10n 以内。

  图8 中D12 是整流二极管。开闭电源输出整流二极管需求满意温升和耐压值央求,处理温升寻常准绳是尽恐怕运用肖特基二极管,或者选用电流更大的二极管,其余整流二极管自身便是一热源要注视散热,不行放正在发烧元件左近。二极管耐压值选拔寻常要大于两倍的反激电压,假使参与RC 罗致电道来罗致二极管尖峰,可能选拔耐压值大于1.5 倍反激电压的二极管。以是5V 可能选拔40 伏肖特基二极管。

  图8 中C57、C75 为反激电源输出滤波电容,这些电容都是电解电容,电解电容ESR 较量大,以是闭键研商电容ESR 对输出电压纹波的影响。其余电解容量寻常较量容易做大,以是寻常不需求研商容量对纹波的影响。

  对付5V 输出,其有用值前面仍旧盘算Is1rms=9A,以是电容可能选用10v/2200uf (每只可能罗致1.3A 电流)7 只并联。然后因为纹波±150mV 央求,以是央求滤波电容的并联ESR 需求小于150mv/Isip=150mv/21A=7mΩ。7 只20℃电容并联电阻为:62m/7=8.8mΩ。可是实践职业经过中,电容温度会较高,以是电阻会低于8.8mΩ。根基可能满意央求。

  图8 中R59、R60 为假负载,其巨细是由辅助绕组的供电决断,假使假负载太轻,那么电源输出空载时辅助绕组得不到足够供芯片UC3844 职业的能量,电源会打嗝。

  1、正在输出端短道的环境下,PWM 职掌电道也许把输出电流限定正在一个安闲限度内,它可能用众种手法来竣工限流电道,当功率限流正在短道时不起感化时,只要另增设一个人电道。

  当输出电道短道,输出电压消散,光耦OT1 不导通,UC3842①脚电压上升至5V 把握,

  R1 与R2 的分压跨越TL431 基准,使之导通,UC3842⑦脚VCC 电位被拉低,IC 停留职业。

  当输出短道,UC3842①脚电压上升,U1 ③脚 电位高于②脚时,较量器翻转①脚输出高电位,给 C1 充电,当C1 两头电压跨越⑤脚基准电压时 U1⑦脚输出低电位,UC3842①脚低于1V,UCC3842 停留职业,输出电压为0V,循环不息,当短道 消散后电道寻常职业。R2、C1 是充放电光阴常数, 阻值错误时短道维持不起感化。

  当输出电道短道或过流,变压器原边电流增大,R3 两头电压降增大,③脚电压升高,UC3842⑥脚输出占空 比逐步增大,③脚电压跨越1V 时,UC3842 合上无输出。

  输出电道短道或电流过大,TR1 次级线圈感 应的电压就越高,当UC3842③脚跨越1 伏,UC3842 停留职业,循环不息,当短道或过载消散,电道自行克复。

  上图是常睹的输出端限流维持电道,其职业道理简述如上图:当输出电流过大时,RS(锰铜丝)两头电压上升,U1③脚电压高于②脚基准电压,U1①脚输出高电压,Q1 导通,光耦产生光电效应,UC3842①脚电压低落,输出电压低落,从而到达输出过载限流的宗旨。

  输出过压维持电道的感化是:当输出电压跨越计划值时,把输出电压控制正在一安闲值的限度内。当开闭电源内部稳压环道显现窒碍或者因为用户操作欠妥惹起输出过压气象时,过压维持电道实行维持以防范损坏后级用电修造。行使最为广大的过压维持电道有如下几种:

  如上图,当Uo1 输出升高,稳压管(Z3)击穿导通,可控硅(SCR1)的职掌端取得触发电压,所以可控硅导通。Uo2 电压对地短道,过流维持电道或短道维持电道就会职业,停留扫数电源电道的职业。当输出过压气象扫除,可控硅的职掌端触发电压通过R 对地泄放,可控硅克复断开状况。

  如上图,当Uo 有过压气象时,稳压管击穿导通,经光耦(OT2)R6 到地爆发电流流过,光电耦合器的发光二极管发光,从而使光电耦合器的光敏三极管导通。Q1 基极得电导通, 3842的③脚电低落,使IC 合上,停留扫数电源的职业,Uo 为零,循环不息。

  输出限压维持电道如下图,当输出电压升高,稳压管导通光耦导通,Q1 基极有驱动电压而道通,UC3842③电压升高,输出低落,稳压管不导通,UC3842③电压低落,输出电压升高。循环不息,输出电压将褂讪正在一限度内(取决于稳压管的稳压值)。

  图A 的职业道理是,当输出电压Uo 升高,稳压管导通,光耦导通,Q2 基极得电导通,因为Q2 的导通Q1 基极电压低落也导通,Vcc 电压经R1、Q1、R2 使Q2 永远导通,UC3842③脚永远是高电平而停留职业。正在图B 中,UO 升高U1③脚电压升高,①脚输出高电平,因为D1、R1 的存正在,U1①脚永远输出高电平Q1 永远导通,UC3842①脚永远是低电平而停留职业。正反应?

  AC 输入和DC 输入的开闭电源的输入过欠压维持道理大致相通。维持电道的取样电压均来自输入滤波后的电压。 取样电压分为两道,一齐经R1、R2、R3、R4 分压后输入较量器3脚,如取样电压高于2 脚基准电压,较量器1 脚输出高电平去职掌主职掌器使其闭断,电源无输出。另一齐经R7、R8、R9、R10 分压后输入较量器6 脚,如取样电压低于5 脚基准电压,较量器7 脚输出高电平去职掌主职掌器使其闭断,电源无输出。

  PFC 的英文全称为“Power Factor Correction”,旨趣是“功率因数校正”,功率因数指的是有用功率与总耗电量(视正在功率)之间的相闭,也便是有用功率除以总耗电量(视正在功率)的比值。 根基上功率要素可能量度电力被有用应用的水准,当功率要素值越大,代外其电力应用率越高。盘算机开闭电源是一种电容输入型电道,其电流和电压之间的相位差会变成相易功率的亏损,此时便需求PFC 电道普及功率因数。目前的PFC 有两种,一种为被动式PFC(也称无源PFC)和主动式PFC(也称有源式PFC)。

  被动式PFC 寻常采用电感赔偿手法使互换输入的基波电流与电压之间相位差减小来普及功率因数,被动式PFC 搜罗静音式被动PFC 和非静音式被动PFC。被动式PFC 的功率因数只可到达0.7~0.8,它寻常正在高压滤波电容左近。

  而主动式PFC 则由电感电容及电子元器件构成,体积小、通过专用IC 去调解电流的波形,对电流电压间的相位差实行赔偿。主动式PFC 可能到达较高的功率因数──平日可达98%以上,但本钱也相对较高。别的,主动式PFC 还可用作辅助电源,所以正在运用主动式PFC 电道中,往往不需求待机变压器,况且主动式PFC 输出直流电压的纹波很小,这种开闭电源不必采用很大容量的滤波电容。

  感化是俭约能源!便是说让电网中的能源尽恐怕被100%应用,可是实践中做不到,但可能亲密,譬喻PFC 99% 等,也便是说有效功越众越好,无用功越小越好.功率因数低,偕波含量太高,对电网的冲锋就大,首要时会影响到其他电器的寻常职业。

  开闭电源向高频化、高效化目标迅猛发扬,EMI 按捺已成为开闭电源计划的紧张目标 电磁扰乱( EMI) 便是电磁兼容缺乏,是损害性电磁能从一个电子修造通过传导或辐射到另一个电子修造的经过。近年来,开闭电源以其频率高、成果高、体积小、输出褂讪等便宜而急速发扬起来。开闭电源已慢慢庖代了线性稳压电源,普遍行使于盘算机、通讯、自控编制、家用电器等范围。可是因为开闭电源职业正在高频状况及其高di/dt 和高dv/dt,使开闭电源存正在特殊非常的舛错——容易爆发较量强的电磁扰乱(EMI)信号。EMI 信号不单具有很宽的频率限度,还具有必然的幅度,经传导和辐射会污染电磁境遇,对通讯修造和电子产物变成扰乱。以是,怎么低落乃至撤消开闭电源中的EMI 题目仍旧成为开闭电源计划师们特殊闭切的题目。本文着重先容开闭电源中开闭管及二极管EMI 的四种按捺手法。

  开闭督工作正在硬开闭前提下开闭电源自己爆发电磁扰乱的基础因由,便是正在其职业经过中的开闭管的高速开闭及整流二极管的反向克复爆发高 di/dt 和高dv/dt,它们爆发的浪涌电流和尖峰电压酿成了扰乱源。开闭督工作正在硬开闭时还会爆发高di/dt 和高dv/dt,从而爆发大的电磁扰乱。图1 绘出了接感性负载时,开闭督工作正在硬开闭前提下的开闭管的开闭轨迹,图中虚线为双极性晶体管的安闲职业区,假使不改良开闭管的开闭前提,其开闭轨迹很恐怕会超过安闲职业区,导致开闭管的损坏。因为开闭管的高速开闭,使得开闭电源中的高频变压器或储能电感等感性负载正在开闭管导通的倏得,迫使变压器的低级显现很大的浪涌电流,将变成尖峰电压。开闭管正在截止时刻,高频变压器绕组的漏感惹起的电流突变,从而爆发反电势E=-Ldi/dt,其值与电流变动率(di/dt)成正比,与漏感量成正比,叠加正在闭断电压上酿成闭断电压尖峰,从而酿成电磁扰乱。别的,开闭管上的反向并联二极管的反向克复特征欠好,或者电压尖峰罗致电道的参数选拔欠妥也会变成电磁扰乱。由整流二极管的反向克复惹起的扰乱源有两个,它们阔别是输入整流二极管和输出整流二极管。它们都是由电流的换向惹起的扰乱。由图2 证明,t0=0 时二极管导通,二极管的电流急速增大,可是其管压降不是随即消重,而会显现一个急速的上冲。其因由是正在开通经过中,二极管PN 结的长基区注入足够的少数载流子,产生电导调制需求必然的光阴tr。该电压上冲会导致一个宽带的电磁噪声。而正在闭断时,存正在于PN 结长基区的豪爽过剩少数载流子需求必然光阴克复到平均状况从而导致很大的反向克复电流。当t=t1 时,PN 结起先反向克复,正在t1-t2 光阴内,其他过剩载流子凭借复合中央复合,回到平均状况。这时管压降又显现一个负尖刺。平日t2《t1,以是该尖峰是一个特殊窄的尖脉冲,爆发的电磁噪声比开通时还要强。所以,整流二极管的反向克复扰乱也是开闭电源中的一个紧张扰乱源。

  di/dt 和dv/dt 是开闭电源自己爆发电磁扰乱的要害要素,减小个中的任何一个都可能减小开闭电源中的电磁扰乱。由上述可知,di /dt 和dv/dt 闭键是由开闭管的急速开闭及二极管的反向克复变成的。以是,假使要按捺开闭电源中的EMI 就务必处理开闭管的急速开闭及二极管的反向克复所带来的题目。

  选取罗致安装是按捺电磁扰乱的好设施。罗致电道的根基道理便是开闭正在断开时为开闭供给旁道,罗致蓄积正在寄生分散参数中的能量,从而按捺扰乱产生。常用的罗致电道有RC、RCD。此类罗致电道的便宜便是组织方便、价钱低贱、便于执行,以是是常用的按捺电磁扰乱的手法。

  正在开闭管T 两头加RC 罗致电道,如图3 所示。正在二次整流回道中的整流二极管D 两头加RC罗致电道,如图5 所示,按捺浪涌电流。

  二次整流回道中,与整流二极管D 串接可饱和磁芯的线 所示。可饱和磁芯线圈正在通过寻常电流时磁芯饱和,电感量很小,不会影响电道寻常上作。一朝电流要反向时,磁芯线圈将爆发很大的反电动势,反对反向电流的上升。所以,将它与二极管D 串联就能有用地按捺二极管D的反向浪涌电流。

  寻常来说,可能采用软开闭本领来处理开闭管的题目,如图6 所示。图6 给出了开闭督工作正在软开闭前提下的开闭轨迹。软开闭本领闭键减小开闭管上的开闭损耗,也可能按捺开闭管上的电磁扰乱。正在全数的软开闭本领中,准谐振按捺开闭管上电磁扰乱的成就较量好,以是本文以准谐振本领为例,先容软开闭本领按捺EMI。所谓准谐振便是开闭管正在电压谷底开通,睹图7。开闭中寄生电感与电容行为谐振元件的一个人,可全体职掌开闭导通时电飘流涌与断开时电压浪涌的产生。采用这种形式不单能把开闭损耗减到很小,况且能低落噪声。谷底开闭央求闭断光阴中储蓄正在中的能量务必正在开闭开通时开释掉。它的均匀损耗为,由此公式可能看出,减小会导致大大低落,从而减小开闭上的应力,普及成果,减小dv/dt,即减小EMI。

  图8 为LLC 串联谐振的拓扑组织。从图中可能看出,两个主开闭Ql 和Q2 组成一个半桥组织,其驱动信号是固定50%占空比的互补信号,电感Ls、电容Cs 和变压器的励磁电感Lm组成一个LLC 谐振收集。正在LLC 串联谐振变换器中,因为励磁电感Lm 串联正在谐振回道中,开闭频率可能低于LC 的本征谐振频率fs,而只需高于LLC 的本征谐振频率fm 便可竣工主开闭的零电压开通。以是,LLC 串联谐振可能低落主开闭管上的EMI,把电磁辐射扰乱 (EMI)减至起码。正在LLC 谐振拓扑中,只消谐振电流还没有消重到零,频率对输出电压的安排趋向就没有变,即跟着频率的消重输出电压将赓续上升,同时因为谐振电流的存正在,半桥上下两个主开闭的零电压开通前提就得以保障。所以,LLC 谐振变换器的职业频率有一个下限,即Cs 与Ls 和Lm 的串联谐振频率 fm。正在职业频率限度fmffs 内,原边的主开闭均职业正在零电压开通的前提下,而且不依赖于负载电流的巨细。同时,副边的整流二极督工作正在断续或临界断续状况下,整流二极管可能零电流前提下闭断,其反向克复的题目得以处理,不再有电压尖峰爆发。

  采用并联RC 罗致电道和串联可饱和磁芯线圈均为方便常用的手法,闭键是按捺高电压和浪涌电流,起到罗致弛缓冲感化,其对EMI 的按捺成就比拟准谐振本领与LLC 串联谐振本领较差。下面着重瞄准谐振本领与LLC 串联谐振本领实行较量判辨。正在准谐振中参与RCD 缓冲电道,即由二极管,电容器和电阻构成的尖峰电压罗致电道,其闭键感化是用来罗致MOSFET功率开闭管正在闭断时爆发的上升沿尖峰电压能量,淘汰尖峰电压幅值,防范功率开闭管过电压击穿。可是,如此将会填补损耗,况且因为缓冲电道中采用了二极管,也将填补二极管的反向克复题目。由上述判辨可能看出,准谐振本领闭键减小开闭管上的开闭损耗,也可能按捺开闭管上的电磁扰乱,可是它不行按捺二极管上的电磁扰乱,况且当输入电压增大时,频率普及;当输出负载增大时,频率低落,以是它的按捺成就不是很好,寻常不行到达人们所盼望的结果。以是假使思取得更好的按捺成就,务必处理二极管上的反向克复题目,如此按捺成就本事令人们惬心。LLC 串联谐振拓扑组织比准谐振按捺EMI 的成就好。其便宜已正在上面实行了判辨。

  跟着开闭电源本领的连续发扬,其体积越来越小,功率密度越来越大,EMI 题目仍旧成为开闭电源褂讪性的一个要害要素。开闭电源内部开闭管及二极管是EMI 闭键产生源。本文闭键先容了四种按捺开闭管及二极管EMI 的手法并实行了判辨比较,宗旨是找到更为有用的按捺EMI 的手法。通过判辨比较得出LLC 串联谐振本领的按捺成就较好,况且其成果随电压升高而升高,其职业频率随电压变动较大,而随负载的变动较小。

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